本专利提出一种图像抑制混频器及多频带发生器，通过多相位滤波器结构在抑制谐波的同时保持信号正交性。传统混频器抑制谐波易破坏相位关系，该技术利用串联RC滤波电路与特定相位差设计，在复平面形成逆时针旋转，于负频段产生凹口精准抑制(4N±1)次谐波，且对称结构有效消除输入信号不平衡分量，提升正交性。
本发明涉及一种通过使第一对复合信号与第二对复合信号进行模拟乘法而获得第三信号的图象抑制混频器，其中，第一对复合信号互相有90°相位差，第二对复合信号互相有90°相位差，第三信号是单边带信号，并更具体地，本发明涉及一种使用90°移相器来获得一对互相有90°相位差的复合信号的图象抑制混频器，其中，90°移相器兼作分频器。
更具体地，本发明涉及一种抑制包含在一对复合信号中的奇次谐波分量的图象抑制混频器，并更具体地，涉及一种不削弱一对复合信号的相位正交性就可抑制谐波分量的图象抑制混频器。
无线LAN是省去用户进行硬接线LAN连接的烦恼的系统。使用无线LAN不需要在办公室或其它工作场合中的大部分硬接线电缆连接。从而，个人计算机(PC)和其它通信终端可相对容易地重新部署。近年来，例如因高速低价无线LAN系统的可用性，而对无线LAN系统的需求显著增加。另外，近来为了对人们周围的多个电子装置建立小规模无线网络，已经研究引入用于信息通信的个人区域网络(PAN)。例如，规定使用2.4GHz频带、5GHz频带或其它不需监督机构授权的频带的各种无线通信系统和装置。
近来，超宽带(UWB)通信系统因作为提供短距离超高速信息传递的无线通信系统而突出，并且越来越期望此系统的商业化，其中，UWB通信系统无线传递放置在极弱脉冲链上的信息。对于用于超宽带通信的访问控制方法，目前例如用IEEE 802.15.3标准定义用于包含前同步码的数据包结构的数据发送系统。
如果在一起存在许多装置的室内工作环境中建立无线网络，就可想象到散布通信站，以便逐个地建立多个网络。当使用基于单信道的无线网络时，如果正在进行的通信被另一系统中断，或者，如果通信质量例如因干扰而下降，就没有工作区。为避免此问题，使用多信道通信系统。在设置有多个频道的多信道通信系统中，使用一个频道进行工作。如果通信质量例如因干扰而下降，为了允许与其它网络共存，就借助跳频而维持正在进行的网络操作。
当在室内建立无线网络时，形成多通路环境，从而，所用的接收器接收直达波和多个反射/延迟波的组合。由于此多通路环境，因而发生延迟失真(或频率选择性衰减)，从而导致通信错误。结果，因延迟失真而导致符号间于扰。
例如，可使用多载波传送方法来解决以上延迟失真问题。当用多载波传送方法传送输出数据时，输出数据分配到频率不同的多个载波。每个载波的频带原本就是窄带，从而，数据不可能受频率选择性衰减的影响。
在作为典型多载波传送方法的OFDM(正交频分复用)中，设定载波的频率，从而，在符号周期内的载波互相正交。当传递信息时，以符号间隔对顺序传送的信息进行串/并行变换，所述符号间隔比信息传送速率更慢。得到的多个输出数据分配给载波。所述载波分别进行振幅调制和相位调制。接着，对得到的载波进行逆向FFT。结果，所述载波变换为时轴信号，同时保持载波的频轴正交性。对于接收，逆向进行以上操作。更具体地，执行FFT，把时轴信号变换为频轴信号。以适于所用调制方法的方式对每个载波进行解调。最后，执行并/串行变换，以再现用串行信号传送的原始信息。
例如，IEEE 802.11a/g采用OFDM调制方法作为无线LAN标准。进一步地，IEEE 802.15.3工作组除了对DS-UWB方法和脉冲UWB方法以外，还对采用OFDM调制方法的UWB通信方法在进行标准化，其中，DS-UWB方法为DS信息信号提供最大扩散速度，脉冲UWB方法传送/接收由脉冲信号串形成的信息信号，所述脉冲信号串以短至约几百微微秒的间隔计时。对于OFDM-UWB通信方法，正在研究用于执行3.1-4.8GHz频带与三个528MHz宽子带之间跳频(FH)并使用具有128点频带的IFFT/FFT的OFDM调制方法(参照非专利文件1)。
对跳频求要使用多频带发生器。如果多频带发生器包括多个用于产生它们各自频带的多个振荡器，就可形成高精度多频带发生器。然而，使用此多频带发生器导致电路面积和功耗方面的问题。从而有单个振荡器执行分频以产生多个频带的技术要求。
例如，通过对振荡器产生的单个频率重复执行分频并对所得到的分频输出进行混频(即，通过输出频率之和或频率之差)而产生多频带。
图15示出与多频带OFDM系统一起使用的用于跳频的频率合成部件(3频带模式)。如图中所示，通过分频和混频对单个振荡器(如TXCO(温度补偿晶体振荡器))的信号中心频率进行合成(通过频率相加/相减)。进一步地，也可通过528MHz分频而实现合成，其中，528MHz分频是取样时钟所要求的。
在图15所示实例中，首先执行1/8分频，以从振荡器产生的4224MHz频率得到528MHz频率。接着，通过执行1/2分频而获得264MHz频率。
随后，每个混频器通过相加4224MHz频率和264MHz频率而获得4488MHz频率。进一步地，每个混频器通过相加4224MHz频率和264MHz频率而获得3960MHz频率。进而，每个混频器通过从4224MHz频率减去528MHz频率和264MHz频率而获得3422MHz频率。
图象抑制混频器可作为用于频率相加或相减，即用于混频的装置。图16示意性地示出图象抑制混频器的配置。现在结合图16描述图象抑制混频器的基本原理。参考号S104a和S104b代表互相正交的LO信号。参考号S102a和S102b代表互相正交的IF信号。参考号S103c代表RF信号。以下等式表示LO信号
因此，输出通过从LO信号频率减去IF信号频率而获得的频率的RF信号。不产生图象的频率分量，其中，所述图象的频率分量通过相加LO信号频率和IF信号频率而获得。这就是为什么混频器称作图象抑制混频器的原因。图象抑制混频器的配置要求相互正交的LO信号和相互正交的IF信号。
图17示出分频器作为用于获得相互正交IF信号的90°移相器的实例。对于现代移动电线°移相器。当借助分频而从公共振荡器产生LO和IF信号时，提供优点，因为可减少所用90°移相器和频率合成器的数量(例如，参见专利文件1和2)。
图18所示的主、辅D-闩锁用作分频器电路。参考号101代表差分输入。参考号S101a和S101b代表差分输出。根据D-闩锁初始状态，在输入和输出之间存在两个不同的相位关系。然而，信号S101a和S101b之间的相位关系保持不变，与输入和输出之间的相位关系无关。图19示出在上述任一种关系中占主要的输入/输出波形。如图中所示，信号S101a和S101b相对于信号S101进行1/2分频。输出波形是矩形波。它表达成如以下图7和8中所示的基波和奇次谐波的和。在每个频率下，信号S101a和S101b互相有90°相位差。
应记住，所述讨论通过只处理IF信号谐波而简化。当还考虑LO信号谐波时，很明显，在各种组合中产生寄生产物。在上表中，ωlo-5ωif是负频率。然而，cos(ωt)＝cos(-ωt)。就关心实数信号而言，在正和负频率之间没有区别。从而，RF信号是正频率。
从表1中明显看出，输出的RF信号不局限于792MHz。表1表示在较大的相对电平-9.5dB和-14dB时，分别产生的1848MHz和264MHz频率是寄生产物。对于IF信号基波，相对电平等于谐波电平。从而，为了减少包含在RF信号中的寄生产物，必须减少IF信号谐波。
在无线通信时，可用频谱一般受无线电法律和需要抑制的寄生产物的限制。在常规实例中，在图17所示图象抑制混频器之后另外布置带通滤波器107，或者，在图20所示90°移相器101与乘法器103a、103b之间布置低通滤波器105、106(例如，参见专利文件3)。
然而，使用带通滤波器导致部件成本和尺寸都增大的问题。如果在使用低通滤波器的过程中增加谐波抑制量，电路规模就增大，由此增加功耗。如果电阻器和电容器安装在半导体电路中，电阻和电容值就一般包含大约15％的个体差异。然而，如果两个低通滤波器的振幅特性或相位特性不同，IF信号正交性就下降，由此降低图象抑制性能。
日本专利JP-A 171296/2002[非专利文件1]IEEE802.15.3a TI Document＜URL＞发明内容本发明的目的是提供一种优秀的图象抑制混频器，所述图象抑制混频器能通过使第一对复合信号与第二对复合信号进行模拟乘法而获得第三信号，其中，所述第一对复合信号互相有90°相位差，所述第二对复合信号互相有90°相位差，所述第三信号是单边带信号。
本发明的另一目的是提供一种优秀的图象抑制混频器，所述图象抑制混频器能通过使用兼作分频器的90°移相器而获得一对互相有90°相位差的复合信号。
本发明的还一目的是提供一种优秀的图象抑制混频器，所述图象抑制混频器能最佳地抑制包含在一对复合信号中的奇次谐波分量。
本发明的又一目的是提供一种优秀的图象抑制混频器，所述图象抑制混频器能不削弱一对复合信号的相位正交性就可抑制谐波分量。
已经考虑到以上情况而进行了本发明。在本发明的第一方面中，图象抑制混频器通过使第一对复合信号与第二对复合信号进行模拟乘法而获得第三信号，其中，所述第一对复合信号互相有90°相位差，所述第二对复合信号互相有90°相位差，所述第三信号是单边带信号。图象抑制混频器包括谐波分量抑制部件，所述谐波分量抑制部件用于抑制包含在第一对复合信号或第二对复合信号中的(4N+1)次谐波分量(在这N为整数)，其中，第一对复合信号互相有90°相位差，第二对复合信号互相有90°相位差。
谐波分量抑制部件包括通过串联K个滤波器电路而形成的正相位多相位滤波器，在所述滤波器电路中并联电阻器和电容器。所述滤波器电路与前一个有+360/K度的相位差。
当以复平面表达K-相位电压时，在以上情况下发生逆时钟方向旋转。从而，对于多相位滤波器，在负频率区域中发生凹口。当每个滤波器电路的RC值设定得在用于(4N+1)次谐波分量的频带中产生凹口时，获得所希望的谐波分量抑制效果。在这，RC值代表时间常数。严格地讲，角频率为1/(CR)，并且频率为1/(2πCR)。由于多相位滤波器结构是对称的，因此，在基本等于极频率fp＝1/(2πCR)的频率下消除包含在输入信号中的不平衡分量。此措施提高正交性。
在本发明的第二方面中，图象抑制混频器通过使第一对复合信号与第二对复合信号进行模拟乘法而获得第三信号，其中，所述第一对复合信号互相有90°相位差，所述第二对复合信号互相有90°相位差，所述第三信号是单边带信号。图象抑制混频器包括谐波分量抑制部件，所述谐波分量抑制部件用于抑制包含在第一对复合信号或第二对复合信号中的(4N-1)次谐波分量(在这N为整数)，其中，所述第一对复合信号互相有90°相位差，所述第二对复合信号互相有90°相位差。
谐波分量抑制部件包括通过串联K个滤波器电路而形成的负相位多相位滤波器，在所述滤波器电路中并联电阻器和电容器。所述滤波器电路与前一个有-360/K度的相位差。
当以复平面表达K-相位电压时，在以上情况下发生顺时钟方向旋转。从而，对于多相位滤波器，在正频率区域中发生凹口。当每个滤波器电路的RC值设定得在用于(4N-1)次谐波分量的频带中产生凹口时，获得所希望的谐波分量抑制效果。在这，RC值代表时间常数。严格地讲，角频率为1/(CR)，并且频率为1/(2πCR)。由于多相位滤波器结构是对称的，因此，在基本等于极频率fp＝1/(2πCR)的频率下消除包含在输入信号中的不平衡分量。此措施提高正交性。
当根据本发明第一方面的图象抑制混频器与根据本发明第二方面的图象抑制混频器串联时，有可能最佳地抑制任何奇次谐波分量。
本发明提供一种不削弱一对复合信号的相位正交性就可抑制谐波分量的图象抑制混频器。
本发明允许多相位滤波器抑制包含在由90°移相器产生的正交矩形波中的(4N-1)次谐波和(4N+1)次谐波。从而，尽管使用的配置简单，但也获得大量的谐波抑制。结果，本发明提供一种减少寄生产物数量的图象抑制混频器。
本发明通过允许90°移相器产生的正交矩形波通过多相位滤波器而提高正交性。从而，本发明提供一种获得改进图象抑制性能的图象抑制混频器。
从本发明优选实施例的以下详细描述和附图中，本发明的其它目的、特征和优点将变得更加清楚。
图8示出通过串联图2所示具有四个相位的多相位滤波器和图5所示具有四个负相位的多相位滤波器而形成的多相位滤波器的配置。
图13示出根据本发明的图象抑制混频器的典型配置，其中，所述图象抑制混频器用作UWB多频带发生器的一部分。
图20示出通过在90°移相器和乘法器之间布置低通滤波器而形成的图象抑制混频器的配置。
其频率两倍于IF信号频率的信号S101输入到90°移相器101中，其中，90°移相器101兼作分频器。接着输出互相有90°相位差的IF信号S101a和S101b。得到的输出波形是如等式7和8所示的基波与奇次谐波之和。
互相有90°相位差的信号S101a和S101b输入多相位滤波器102。接着，输出奇次谐波被抑制的信号S102a和S102b。
另一方面，信号S104a和S104b是LO信号，所述LO信号是以上等式1和2所表示的成对的正交复合信号。在第一乘法器103a中，互相配对的信号S104a和S102a在一起相乘。在第二乘法器103b中，剩余的配对信号S104b和S102b在一起相乘。在加法器103c中，从第一乘法器103a的乘积减去第二乘法器103b的乘积，并且，其结果作为频率合成RF信号S103c输出。
图2示出具有四个相位的多相位滤波器的基本配置。在图中所示多相位滤波器中，串联四个滤波器电路，在所述滤波器电路中并联电阻器和电容器。假设从上到下，从左侧输入端输入其相位比前一个提前90°的电压，并且，从上到下，从右侧输出端输出其相位比前一个提前90°的电压。当用符号I和Q以复平面表达互相有90°相位差的四个电压相位时，获得复向量序列，在此复向量序列中以下述顺序布置I+、Q+、I-和Q-。所述复向量序列是如图3所示的逆时针方向。在此情况下，多相位滤波器的链接矩阵用以下等式14表示 当代入常数从而由以上等式14中RC值确定的极频率1/(2πCR)为792MHz，并且考虑到信号源阻抗和负载阻抗而确定频率响应时，负频率如图4所示地有凹口。从而，有可能抑制五次谐波分量。
图5示出具有四个负相位的多相位滤波器的基本配置。图中所示多相位滤波器配置为串联四个滤波器电路，在所述电路中并联电阻器和电容器。然而，所用电路配置是用于图2所示多相位滤波器输入/输出端的Q+和Q-线相互交换。当通过用符号I和Q以复平面表达相互之间有90°相位差的四个电压相位时，获得复向量序列，在此复向量序列中以下述顺序布置I+、Q-、I-和Q+。所述复向量序列是如图6所示的逆时针方向。在此情况下，多相位滤波器的链接矩阵用以下等式15表示 当代入常数从而由等式15中RC值确定的极频率1/(2πCR)为1320MHz，并且考虑到信号源阻抗和负载阻抗而确定频率响应时，正频率如图7所示地有凹口。从而，有可能抑制三次谐波分量。
图8示出通过串联图2所示具有四个相位的多相位滤波器和图5所示具有四个负相位的多相位滤波器而形成的多相位滤波器的配置。对于图8所示多相位滤波器，正和负频率都可有凹口。当串联以上等式14和15所示链接矩阵，并且把常数代入到等式14和15从而负和正凹口分别为1320MHz和792MHz时，就有可能同时抑制三次和五次谐波分量，如图9所示。
当具有四个相位的多相位滤波器和具有四个负相位的多相位滤波器串联到图8所示多相位滤波器时，有可能配置能消除任何奇次谐波分量的图象抑制滤波器，其中，对所述具有四个相位的多相位滤波器设定常数，从而由RC值确定的极频率1/(2πCR)为(4N+1)次谐波分量频带，对所述具有四个负相位的多相位滤波器设定常数，从而由RC值确定的极频率1/(2πCR)为(4N-1)次谐波分量频带。
当以上等式9被扩展并根据谐波次数而重新排列时，获得以下等式16，其中，等式9把图1中90°移相器的输出S101a和S101b表达为复合信号。应该记住，符号N代表自然数。
以上等式16表示基波和(4N+1)次谐波具有负频率，并且(4N-1)次谐波具有正频率。当N＝1时，基波与三次和五次谐波产生如图10所示的频谱。90°移相器的输出S101a和S101b是图19所示的差分复合信号。从而，存在四个电压相位。当这些输出电压正确地分配给I+、Q+、I-和Q-并应用到多相位滤波器时，就有可能实现谐波抑制。当串联多相位滤波器以便最佳地分配它们的凹陷频率时，有可能抑制更高次的谐波。对于最优分配方法，例如参照Kevin Schmidt的“移相网络分析优化(Phase-Shift Network Analysis Optimization)”(QEX94)。图11示出电路实例。图12示出其频率响应。
多相位滤波器构造为串联四个滤波器电路，在所述电路中并联电阻器和电容器。如图2所代表地，多相位滤波器具有对称结构。从而，在与RC值所确定的极频率一致的频率上，消除包含在输入信号中的不平衡分量。此措施提高正交性。
图13示出根据本发明的图象抑制混频器的典型配置，其中，所述图象抑制混频器用作UWB多频带发生器的一部分。图13中的上部框图示出多频带发生器的总体频率配置。
从图13所示左侧振荡器提供的4224MHz频率一分为四，以产生1056MHz频率。所得到的频率进一步一分为二两次，产生264MHz频率。90°移相器不仅获得互相有90°相位差的一对复合信号，而且用作1/2分频器。进一步地，1056MHz和264MHz的频率输入到第一图象抑制混频器中，以产生792MHz频率。792MHz或264MHz的频率以及4224MHz振荡器频率输入到第二图象抑制混频器中，以执行频率变换(4224-792＝3432[MHz]，4224-264＝3960[MHz]或4224-792＝3432[MHz])。结果，可产生所希望的3频带RF载波。
图13中下部框图是第一图象抑制混频器的放大视图。由于1/2分频器执行90°相移，因此，264MHz频率是移相90°的矩形波。所述矩形波可表达为基波、(4N+1)次谐波和(4N-1)次谐波之和，如等式16所示。
如图10所示，基波和(4N+1)次谐波具有负频率，而(4N-1)次谐波具有正频率。从而，例如，通过允许波形通过具有如图7所示频率响应的多相位滤波器，只可抑制三次谐波。如果允许波形通过具有如图9所示频率响应的多相位滤波器，就可抑制三次和五次谐波。
图14示出图13所示多频带发生器的输出频谱。左侧频谱示出抑制三次和五次谐波的情形。中央频谱示出只抑制三次谐波的情形。右侧频谱示出不抑制谐波的情形。该图表示成功地减少寄生产物。
前面提及的美国专利3559042描述串联多相位滤波器的滤波器，其中，所述多相位滤波器互相同相。然而，此专利所公布发明与本发明不同，因为前者倾向于提供宽带凹口并在宽带上执行90°相移。进一步地，本发明还与A.F.Borremans的“CMOS双信道，用于电缆应用的100MHz-1.1GHz发射器(A CMOS Dual-channel，100-MHz to 1.1GHz Transmitter for Cable APPlications)”(IEEE期刊，固态电路，卷34，第12期，1999年12月)无关，该文章描述当一定频带内的基波与另一频带中的谐波冲突时，对有线通信执行的三次谐波消除。
虽然已经根据本发明的优选实施例描述了本发明，但本领域中技术人员应认识到，在后附权利要求的精神和范围内，可对本发明的实践进行修改。在所有方面中，本文优选的实施例被认为例示性的，而不是约束性的。本发明的范围由后附权利要求表示，而不是由前面的描述表示，并且，在后附权利要求等效物的意义和范围内的所有变化都包含在本发明中。
1.一种通过使第一对复合信号与第二对复合信号进行模拟乘法而获得第三信号的图象抑制混频器，其中，所述第一对复合信号互相有90°相位差，所述第二对复合信号互相有90°相位差，所述第三信号是单边带信号，所述图象抑制混频器包括谐波分量抑制部件，所述谐波分量抑制部件用于抑制包含在所述第一对复合信号或所述第二对复合信号中的(4N+1)次谐波分量(在这N为整数)，其中，所述第一对复合信号互相有90°相位差，所述第二对复合信号互相有90°相位差。
2.如权利要求1所述的图象抑制混频器，其中，所述谐波分量抑制部件包括通过串联K个滤波器电路而形成的多相位滤波器，在所述滤波器电路中并联电阻器和电容器，所述滤波器电路与前一个有+360/K度的相位差。
3.如权利要求2所述的图象抑制混频器，其中，所述每一个滤波器电路的极频率fp＝1/(2πCR)基本等于(4N+1)次谐波分量的频率。
4.一种通过使第一对复合信号与第二对复合信号进行模拟乘法而获得第三信号的图象抑制混频器，其中，所述第一对复合信号互相有90°相位差，所述第二对复合信号互相有90°相位差，所述第三信号是单边带信号，所述图象抑制混频器包括谐波分量抑制部件，所述谐波分量抑制部件用于抑制包含在所述第一对复合信号或所述第二对复合信号中的(4N-1)次谐波分量(在这N为整数)，其中，所述第一对复合信号互相有90°相位差，所述第二对复合信号互相有90°相位差。
5.如权利要求4所述的图象抑制混频器，其中，所述谐波分量抑制部件包括通过串联K个滤波器电路而形成的多相位滤波器，在所述滤波器电路中并联电阻器和电容器，所述滤波器电路与前一个有-360/K度的相位差。
6.如权利要求5所述的图象抑制混频器，其中，所述每一个滤波器电路的极频率fp＝1/(2πCR)基本等于(4N-1)次谐波分量的频率。
7.一种通过使第一对复合信号与第二对复合信号进行模拟乘法而获得第三信号的图象抑制混频器，其中，所述第一对复合信号互相有90°相位差，所述第二对复合信号互相有90°相位差，所述第三信号是单边带信号，所述图象抑制混频器包括第一谐波分量抑制部件，所述第一谐波分量抑制部件用于抑制包含在所述第一对复合信号或所述第二对复合信号中的(4N+1)次谐波分量(在这N为整数)，其中，所述第一对复合信号互相有90°相位差，所述第二对复合信号互相有90°相位差；以及第二谐波分量抑制部件，所述第二谐波分量抑制部件用于抑制包含在所述第一对复合信号或所述第二对复合信号中的(4N-1)次谐波分量(在这N为整数)，其中，所述第一对复合信号互相有90°相位差，所述第二对复合信号互相有90°相位差，其中，所述第一谐波分量抑制部件和所述第二谐波分量抑制部件串联。
8.如权利要求7所述的图象抑制混频器，其中，所述第一谐波分量抑制部件包括通过串联K个滤波器电路而形成的多相位滤波器，在所述第一滤波器电路中并联电阻器和电容器，所述滤波器电路与前一个有+360/K度的相位差；并且其中，所述第二谐波分量抑制部件包括通过串联K个滤波器电路而形成的多相位滤波器，在所述第二滤波器电路中并联电阻器和电容器，所述滤波器电路与前一个有-360/K度的相位差。
9.如权利要求8所述的图象抑制混频器，其中，所述每一个滤波器电路的极频率fp＝1/(2πCR)基本等于(4N+1)次谐波分量的频率；并且其中，所述每一个滤波器电路的极频率fp＝1/(2πCR)基本等于(4N-1)次谐波分量的频率。
10.一种用于产生多个频带分量的多频带发生器，所述多频带发生器包括用于产生基频信号的振荡器；一个或多个分频器，所述分频器用于对所述基频信号或其分频频率信号进行分频；移相部件，所述移相部件用于从所述基频信号或所述分频频率信号获得一对互相有90°相位差的复合信号；以及谐波分量抑制部件，当所述基频信号或所述分频频率信号的一对复合信号进行模拟乘法时，所述谐波分量抑制部件用于抑制包含在所述一对复合信号中的(4N+1)次和/或(4N-1)次谐波分量(在这N为整数)。
11.如权利要求10所述的多频带发生器，其中，所述谐波分量抑制部件包括通过串联K个滤波器电路而形成的正相位多相位滤波器，在所述滤波器电路中并联电阻器和电容器；其中，所述滤波器电路与前一个有+360/K度的相位差；以及其中，所述每一个滤波器电路的极频率fp＝1/(2πCR)基本等于(4N+1)次谐波分量的频率。
12.如权利要求10所述的多频带发生器，其中，所述谐波分量抑制部件包括通过串联K个滤波器电路而形成的负相位多相位滤波器，在所述滤波器电路中并联电阻器和电容器；其中，所述滤波器电路与前一个有-360/K度的相位差；以及其中，所述每一个滤波器电路的极频率fp＝1/(2πCR)基本等于(4N-1)次谐波分量的频率。
13.一种串联的多相位滤波器，包括通过串联K个滤波器电路而形成的正相位多相位滤波器，所述滤波器电路包括电阻器和电容器并且与前一个有+360/K度的相位差；以及通过串联K个滤波器电路而形成的负相位多相位滤波器，所述滤波器电路包括电阻器和电容器并且与前一个有-360/K度的相位差，其中，所述正相位多相位滤波器和所述负相位多相位滤波器串联。
本发明涉及图像抑制混频器和多频带发生器，其不削弱一对复合信号的相位正交性就可抑制谐波分量。多相位滤波器配置为连接K个滤波器电路，每一个所述滤波器电路包括电阻器和电容器并且与前一个有+360/K度的相位差。由于当用复平面表达时发生逆时钟方向旋转，因此，在负频率区域中发生凹口。RC值设定得在指定频带中产生凹口，以抑制(4N－1)次谐波分量。由于多相位滤波器具有对称结构，因此，在与RC值所确定的极频率一致的频率下消除包含在输入信号中的不平衡分量。此措施提高正交性。
针对接收器图像抑制校准精度不足的问题，提出一种通过注入测试音调并利用跨导体切换的校准方法。在测试模式下禁用LNA，启用注入源将音调信号注入共模节点，通过测量期望频带信号功率，动态调整相位校正电...
针对信号接收中谐波干扰影响接收性能的问题，提出一种自适应谐波抑制接收装置及方法。通过低噪放大模块将信号转换为电流，控制装置基于接收信号强度指数（RSSI）动态选择非谐波抑制混频器或特定谐波抑制...
针对不同无线频带信号处理中图像干扰抑制需求差异的问题，提出采用图像抑制混频器结合多相滤波电路的解决方案。通过根据输入信号频带动态调整滤波电路的衰减频带宽度（第一衰减频带用于宽频信号，第二衰减频...
针对传统接收装置中因多频带信号处理需多个滤波电路导致体积过大的问题，提出通过设计重叠的中间频带，利用单一滤波电路同时抑制第1、第2中间频带镜像干扰的解决方案，实现设备小型化。 ...
提出一种多级多相谐波抑制混频器，针对传统混频器在直接连接天线时因阻抗变化导致谐波抑制性能下降的问题，通过多级结构（含频率转换、选择性加权与合并）实现增益误差积减小和高精度谐波抑制。采用整数比近...
针对地面数字多媒体广播（DMB）调谐器中频道间衰减特性不足的问题，提出一种图像抑制混频器。通过将振荡频率设定为高于或低于目标信号频率，结合多相滤波器对合成的中频信号进行定向抑制，有效消除图像分...
针对信号处理中图像信号干扰问题，提出通过双相位本地信号降频转换生成I/Q信号，利用加减法器构建和差信号，结合带通滤波与数字关联计算，精准消除图像分量。 ...
1: 建筑节能 绿色建筑能耗的模拟与检测(EnergyPlus)；建筑碳排放和生命周期评价；城市微气候、建筑能耗与太阳能技术的相互影响；地理信息系统(GIS)和空间回归方法用于城市建筑能耗分析；不确定性、敏感性分析和机器学习方法应用于建筑能耗分析(R)；贝叶斯方法用于城市和单体建筑能源分析 2: 过
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